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走线等长是高速设计的基本功，但很多工程师发现，等长严格执行了，时序仿真依然报红。等长只是解决了飞行时间偏差，而时序违例的根源远不止这一个。1、串扰才是隐形杀手等长约束过严，走线被迫密集绕行，线间距缩小，串扰急剧上升。串扰带来的时序不确定性，
上个月看一篇论文，看到个让我愣住的数据：三维多层片上电容的面积电容密度，突破了1000 nF/mm²。说实话，这个数字对于我们这些做 PCB 的人来说，有点抽象。换算一下。指甲盖大小（约 100 mm²）的地方，能集成100 µF的电容。这
干了十几年PCB设计，跟不少刚入行的年轻人聊过，发现一个问题：很多人想学PCB设计，但不知道从哪下手，要么被网上零散的资料绕晕，要么花大价钱报班结果教的全是过时的AD软件操作。PCB设计零基础入门这事，说难不难，说简单也不简单，关键得有个靠
做过PCB设计的人都知道，接地是EMC的命门。但很多人对接地的理解停留在把地连上就行，至于怎么连、连在哪儿、连几个点，往往一笔带过。结果板子打回来，EMC测试一塌糊涂，反复整改找不到原因，最后才恍然大悟——问题出在接地方式上。其实接地方式的
电阻加大了，波形还是乱跳。问题不在电阻，而在你看不见的地方。1、振荡的本质驱动走线的寄生电感L，与MOS管栅极寄生电容C，构成LC谐振回路。公式很直白：当驱动电阻 R < 2√(L/C) 时，电路处于欠阻尼状态，振荡必然发生。你调电阻没用，
地线布了三天，仿真没问题，实测全是噪声。问题不在地线本身，在你搞错了一个前提。1、先说结论能连，而且必须连。数字地和模拟地不连，才是最大的坑。2、为什么不能分开？很多教程说"数字地和模拟地要分开，单点连接"。这话对了一半。分开是对的，但单点
你是不是也觉得，去耦电容越多越好？说起来有意思，我见过太多工程师画PCB的时候，去耦电容那叫一个舍得加。芯片周围能塞多少塞多少，密密麻麻整整齐齐，远远看过去像士兵列队似的。你问他为什么加这么多？他会一脸认真地告诉你："电源要稳定啊，多加点电
硬件设计最让人崩溃的瞬间，不是调试不出来，而是你明明照着手册抄的，却怎么都不对。1、问题出在哪？参考电路不是万能模板。它是特定条件下的验证结果，不是通用解。你抄了原理图，却没抄前提条件。2、常见翻车点第一，地线处理不同。手册参考电路是四层板
01.开场故事：那次让我失眠的"灵异"故障说起来，地弹噪声这个东西，很多人学的时候觉得就是个概念，过了就忘了。这块把我坑惨了，真的。三年前我在一家消费电子公司做硬件主管。当时给大客户做一款智能门锁，量产了5000套。样品阶段一切顺利，结果发
补偿网络选对了类型，板子画错了照样振荡。Type II和Type III的元件数量不同，对走线的敏感程度也完全不一样。1、元件数量决定布局复杂度Type II只需要一个电阻、一个电容、一个小电容，三个元件集中在运放周围就能搞定。Type I
板子冒烟，十有八九不是芯片的锅，而是过孔没打够。大电流路径上，过孔数量不足是新手最常踩的坑。1、过孔为什么是瓶颈？单个过孔的导电截面积远小于同宽走线。0.3mm孔径过孔，1oz铜厚，温升10°C时载流仅约1A。实际安全值还要打五折，约0.5
等长不等于等延迟，抖动和Skew不算清楚，系统随时崩盘。1、抖动是时间轴上的心跳不齐随机抖动来自热噪声，服从高斯分布；确定性抖动来自串扰和电源噪声。普通晶振抖动约正负50ps，10Gbps接口中足以让眼图闭合。2、Skew是空间上的到达不同
连接器焊盘下的反焊盘，是高速背板设计中最容易被忽视的阻抗杀手。挖小了电容炸裂，挖大了电感飙升，这个尺寸到底怎么定？1、反焊盘的本质是一场电容与电感的博弈过孔焊盘与参考平面之间形成寄生电容，反焊盘越小，电容越大，阻抗越低。反焊盘越大，电容减小
画PCB这件事，入门不难，但踩坑太容易了。很多人从原理图导入到出Gerber，整个流程跑通了就觉得自己会画板子，结果板子打回来不是这里啸叫就是那里干扰，严重的一上电直接烧器件。其实回过头看，大多数问题都出在一些低级错误上。这些错误本身不难理
信号换层不打回流地孔，等于给高频电流开了一扇逃逸的门。但地孔不是越多越好，数量背后有明确的工程逻辑。1、先说结论：4个最佳，2个够用，1个勉强传统最佳实践是在信号过孔四周对称放置4个回流地孔。实测数据显示，从1个增加到4个，高频插入损耗明显
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